自适应均衡器的步长调节方法、装置、信号接收机、系统与流程

本申请涉及数据处理领域，特别涉及一种自适应均衡器的步长调节方法、装置、信号接收机、系统。

背景技术：

数据通信系统中的信号接收机中一般设置有均衡器，该均衡器能够对接收到的信号进行处理，以补偿信道畸变，消除码间干扰(intersymbolinterference，isi)。

相关技术中，信号接收机中所采用的均衡器一般为自适应均衡器，该自适应均衡器能够基于对信道特性的测量结果，按照预设的固定步长自适应调节自身的系数，以适应信道特性的变化。

但是，由于自适应均衡器调节其系数时的步长为固定值，导致其调节系数时的灵活性较差，自适应均衡器的系数收敛性能较差。

技术实现要素：

本申请提供了一种自适应均衡器的步长调节方法、装置、信号接收机及系统，可以解决相关技术中自适应均衡器的系数收敛性能较差的问题，技术方案如下：

一方面，提供了一种自适应均衡器的步长调节方法，该方法可以包括：确定数据通信系统的信道的极化状态变化率(rateofsop，rsop)，以及该信道的信噪比(signalnoiseratio，snr)；并根据该rsop和该snr调节自适应均衡器的步长，调节后的自适应均衡器的步长与该rsop正相关，且与该snr负相关。其中，自适应均衡器的步长是指自适应均衡器对其系数进行调节时所参考的步长。

由于本申请提供的方案可以基于检测到的信道的rsop，以及信道的snr，调节该自适应均衡器的步长，使得自适应均衡器的系数能够及时适应数据信号的极化状态和信道的snr的变化，有效改善了自适应均衡器的系数收敛性能，进而提高了数据通信系统的信号传输性能。

可选的，该方法还可以包括：分别对该rsop和snr进行低通滤波处理；相应的，在调整步长时，可以根据低通滤波处理后的rsop，以及低通滤波处理后的snr调节自适应均衡器的步长。其中，该低通滤波处理可以实现降噪的目的。

可选的，根据该rsop和该snr调节该自适应均衡器的步长的过程可以包括：确定权重系数与该snr的第一乘积，并确定该rsop的绝对值减去该第一乘积得到的第一差值；之后，将该第一差值与比例系数的第二乘积，与该自适应均衡器的初始步长相加，即可得到调节后的自适应均衡器的步长。

其中，该权重系数、该比例系数以及该初始步长均为预先设定的固定值，且取值范围均为0到1。并且，该权重系数的量级可以为10^-1量级，该比例系数的量级可以为10^-3量级，该初始步长的量级可以为10^-4或10^-5量级。

可选的，确定数据通信系统中信道的rsop的方式可以包括：

每隔第一检测周期，根据该自适应均衡器在该第一检测周期输出的补偿信号，确定该信道的rsop，其中，该补偿信号为该自适应均衡器对数据通信系统中传输的数据信号进行处理后输出的信号；或者，每隔第二检测周期，根据该自适应均衡器的系数，确定该信道的rsop；其中，该第二检测周期小于该第一检测周期。也即是，本申请提供的方案中，可以根据自适应均衡器输出的补偿信号或者自适应均衡器的系数，确定该信道的rsop。

其中，该第一检测周期可以等于数据通信系数传输的一个数据帧的时长，该第二检测周期可以等于该自适应均衡器更新其系数的周期。由于自适应均衡器更新其系数的周期相对较短，因此基于该系数更新rsop的第二检测周期也可以相对较短。

可选的，该补偿信号可以包括：第一极化状态信号和第二极化状态信号；根据该补偿信号确定信道的rsop的过程可以包括：

以该第一极化状态信号为第一行元素，并以该第二极化状态信号为第二行元素构建输入矩阵；将该输入矩阵与该输入矩阵的伪逆矩阵相乘，得到鉴相矩阵，该鉴相矩阵的行数和列数均为2；确定该鉴相矩阵中第二行第一列的元素与第一行第二列的元素的第二差值；根据该第二差值确定该信道的rsop。例如，可以将该第二差值的实部确定为rsop。

由于该鉴相矩阵中第二行第一列的元素与第一行第二列的元素的第二差值可以反映自适应均衡器对信道进行补偿后信道残留的rsop，当该信道的rsop没有残留时，第二差值的实部为0；当该信道的rsop有残留时，第二差值的实部不为0。因此，在本申请方案中，可以将该第二差值的实部确定为用于调节步长的rsop。

可选的，该确定信道的snr的方式可以包括：

每隔第二检测周期，根据该自适应均衡器的系数，确定该信道的snr；或者，每隔第一检测周期，根据该自适应均衡器在该第一检测周期输出的补偿信号的硬判误差，确定该信道的snr；其中，该第二检测周期小于该第一检测周期。也即是，本申请提供的方案中，可以根据自适应均衡器的系数或者自适应均衡器输出的补偿信号的硬判误差，确定信道的snr。

可选的，该自适应均衡器可以包括：四个滤波器，每个滤波器具有多个抽头，相应的，该自适应均衡器的系数即包括：每个滤波器的多个抽头的抽头系数；该每隔第二检测周期，根据该自适应均衡器的系数确定该snr的过程可以包括：

每隔第二检测周期，分别获取每个滤波器的目标抽头的抽头系数序列，该抽头系数序列包括对该目标抽头的抽头系数在多个系数更新周期进行采样得到的多个抽头系数；分别计算每个滤波器的抽头系数序列在频域中每个震荡频点的震荡功率，该抽头系数序列在频域包括多个频点，该多个频点中存在至少两个震荡频点；将四个该滤波器的抽头系数序列在该至少两个震荡频点的震荡功率相加，得到震荡总功率；分别计算每个滤波器的抽头系数序列在频域的总功率；将四个该滤波器的抽头系数序列在频域的总功率相加，得到频域总功率；根据该震荡总功率与该频域总功率的功率比值确定信道的snr为0，其中，该系数更新周期为该自适应均衡器更新系数的周期，且该系数更新周期小于或等于该第二检测周期。

由于当信道中的噪声较大时，自适应均衡器的系数在频域中各震荡频点的震荡功率就越大，因此，在本申请实施例中，可以根据震荡总功率与频域总功率的比值确定出信道的snr。

可选的，该第二检测周期可以等于系数更新周期，该频域包括n个频点，每个滤波器的目标抽头的抽头系数序列包括：在n+1个系数更新周期进行采样得到的n+1个抽头系数，该n+1个抽头系数按照采样时间由远到近的顺序排列，该n为大于1的整数；计算每个滤波器的抽头系数序列在频域中每个震荡频点的震荡功率的过程可以包括：

对于每个滤波器的抽头系数序列，将第n+1个抽头系数与第1个抽头系数相减，得到每个抽头系数序列的系数差值δω；根据该系数差值δω，确定该抽头系数序列在频域中每个震荡频点的参考值，其中，该抽头系数序列在该n个频点中第k个频点的参考值d满足：d＝(δω+d')e^j2πk/n；其中，d'为前一个第二检测周期确定出的参考值，k为不大于n的正整数；将该参考值的功率确定为该抽头系数序列在该震荡频点的震荡功率。

本申请提供的方案中，可以基于系数差值和震荡系数，通过乘法运算确定出抽头系数序列在频域中各个震荡频点的震荡功率，而无需对该抽头系数序列进行傅里叶变换，从而有效降低了数据处理的功耗，提高了数据处理的效率。

可选的，该n个频点中存在4个震荡频点，该4个震荡频点可以分别为：第个频点，第个频点，第个频点，以及第个频点；其中，t为该自适应均衡器的环路延时，表示向下取整，表示向上取整。

可选的，该频域包括n个频点，每个滤波器的抽头系数序列包括：在n+1个系数更新周期进行采样得到的n+1个抽头系数，该n+1个抽头系数按照采样时间由远到近的顺序排列，该n为大于1的整数；计算每个滤波器的抽头系数序列在频域的总功率的过程可以包括：对于每个滤波器的抽头系数序列，将第n+1个抽头系数的功率与第1个抽头系数的功率相减，得到每个抽头系数序列的功率差值；确定该功率差值与该n的第三乘积；将该第三乘积与前一个第二检测周期确定出的总功率相加，得到当前第二检测周期内该滤波器的抽头系数序列在频域的总功率。

本申请提供的方案中，可以基于抽头系数序列的功率差值，通过乘法运算和加法运算确定出抽头系数序列在频域的总功率，而无需对该抽头系数序列进行傅里叶变换，从而有效降低了数据处理的功耗，提高了数据处理的效率。

另一方面，提供了一种自适应均衡器的步长调节装置，该装置可以包括至少一个模块，且该至少一个模块可以用于实现上述方面所提供的自适应均衡器的步长调节方法。

又一方面，提供了一种自适应均衡器的步长调节装置，该装置可以包括：存储器，处理器及存储在该存储器上并可在该处理器上运行的计算机程序，该处理器执行该计算机程序时实现如上述方面所提供的自适应均衡器的步长调节方法。

再一方面，提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质中存储有指令，当该计算机可读存储介质在计算机上运行时，使得计算机执行如上述方面所提供的自适应均衡器的步长调节方法。

再一方面，提供了一种包含指令的计算机程序产品，当该计算机程序产品在计算机上运行时，使得计算机执行上述方面所提供的自适应均衡器的步长调节方法。

再一方面，提供了一种信号接收机，该信号接收机包括：自适应均衡器，以及如上述方面所提供的步长调节装置；其中，该自适应均衡器用于对接收到的数据信号进行补偿，该步长调节装置用于调节该自适应均衡器的系数。

再一方面，提供了一种数据通信系统，该系统包括：信号发射机以及如上述方面所提供的信号接收机；该信号发射机用于通过信道向该信号接收机发送数据信号；该信号接收机用于接收数据信号，并对接收到的数据信号进行处理，以恢复出原始信号。

综上所述，本申请实施例提供了一种自适应均衡器的步长调节方法、装置、信号接收机及系统，该方法可以检测信道的rsop和snr，并可以根据该rsop和snr调节自适应均衡器的步长，由此可以使得该自适应均衡器根据该调节后的步长更新其系数。相比于相关技术中的固定步长，本申请实施例提供的方法可以使得自适应均衡器的系数能够及时适应信道的rsop和snr的变化，改善了自适应均衡器的系数收敛性能，进而提高了数据通信系统的信号传输性能。

附图说明

图1是本申请实施例提供的一种自适应均衡器的结构示意图；

图2是本申请实施例提供的一种自适应均衡器的步长调节方法的流程图；

图3是本申请实施例提供的一种步长调节装置的结构示意图；

图4是本申请实施例提供的一种第一低通滤波器的结构示意图；

图5是本申请实施例提供的一种步长调节模块的结构示意图；

图6是本申请实施例提供的一种数据通信系统中传输的数据信号的数据结构示意图；

图7是本申请实施例提供的一种根据补偿信号确定rsop的方法流程图；

图8是本申请实施例提供的一种第一确定模块的结构示意图；

图9是本申请实施例提供的一种自适应均衡器中的滤波器的结构示意图；

图10是本申请实施例提供的一种根据自适应均衡器的系数确定rsop的方法流程图；

图11是本申请实施例提供的一种根据自适应均衡器的系数确定snr的方法流程图；

图12是本申请实施例提供的一种第二确定模块的结构示意图；

图13是本申请实施例提供的一种根据硬判误差确定snr的方法流程图；

图14是本申请实施例提供的一种自适应均衡器和步长调节装置的结构示意图；

图15是本申请实施例提供的另一种自适应均衡器和步长调节装置的结构示意图；

图16是本申请实施例提供的又一种自适应均衡器和步长调节装置的结构示意图；

图17是本申请实施例提供的在一种自适应均衡器和步长调节装置的结构示意图；

图18是本申请实施例提供的一种自适应均衡器的步长随rsop和snr变化的示意图；

图19是本申请实施例提供的一种ber随snr变化的示意图；

图20是本申请实施例提供的一种步长调节模块的结构示意图；

图21是本申请实施例提供的一种第一确定模块的结构示意图；

图22是本申请实施例提供的一种第二确定模块的结构示意图；

图23是本申请实施例提供的另一种步长调节装置的结构示意图；

图24是本申请实施例提供的一种信号接收机的结构示意图；

图25是本申请实施例提供的一种数据通信系统的结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图详细介绍本申请实施例提供的自适应均衡器的步长调节方法、装置、信号接收机、系统。

图1是本申请实施例提供的一种自适应均衡器的结构示意图，如图1所示，该自适应均衡器可以包括：滤波器01、硬判误差确定模块02、共轭计算模块03、乘法器04以及系数更新模块05。其中，该滤波器01可以为多入多出(multipleinmultipleout，mimo)有限长脉冲响应(finiteimpulseresponse)滤波器，该滤波器01可以用于对接收到的数据信号din进行处理，并输出处理后的补偿信号s。硬判误差确定模块02，用于通过判决器(slicer)对该补偿信号s进行硬判决得到硬判结果slicer(s)，并将该硬判结果slicer(s)与该补偿信号s相减，得到该补偿信号的硬判误差e：e＝slicer(s)-s。该共轭计算模块03用于计算该数据信号din的共轭conj(din)。该乘法器04用于计算该数据信号的共轭conj(din)与该硬判误差e的乘积。该系数更新模块05可以根据该乘法器04输出的乘积，采用最小均方(lms，leastmeansquare)算法更新滤波器01的系数，该滤波器01的系数即为自适应均衡器的系数。其中，该lms算法可以为归一化最小均方(nlms，normalizedleastmeansquare)算法或者二阶最小均方(secondorderleastmeanssquare，slms)算法等。

示例的，该系数更新模块05可以按照预设的系数更新周期，对该滤波器01的系数进行周期性地更新。其中，系数更新模块05在第n个系数更新周期确定出的系数ω(n)可以满足：ω(n)＝ω(n-1)+mu×e×conj(din)。其中，ω(n-1)为该滤波器01在第n-1个系数更新周期的系数，mu为系数更新的步长，即自适应均衡器的步长。

在一些特殊的信道环境下，例如闪电多发地区，数据通信系统中的架空光缆或埋地光缆遭到雷电电击时，会使得信道的极化状态(stateofpolarization，sop)发生变化，并使得信道中传输的数据信号的sop和偏振模色散(polarizationmodedispersion，pmd)发生快速变化，导致信号接收机失锁。例如，雷电电击会导致信道的sop在十几毫秒内达到每秒(s)几十万，甚至是几百万弧度(rad)的变化，即导致信道的rsop会达到几十万至几百万rad/s。

因此，信道环境较为特殊的数据通信系统，对自适应均衡器的系数收敛性能提出了更高的要求。相关技术中，基于固定步长mu更新系数的自适应均衡器将无法适应信道的特性(比如sop)的快速变化。例如，若该固定步长过小，则会导致自适应均衡器的系数收敛速度较慢，无法及时适应信道特性的变化。若该固定步长过大，则会导致自适应均衡器的系数的收敛误差较大，无法有效补偿信道畸变。因此基于固定步长mu更新系数的自适应均衡器的系数收敛性能较差，会影响数据通信系统的信号传输性能。

相关技术中还提供了一种采用卡尔曼滤波器的自适应均衡器，该自适应均衡器可以基于构建的信道模型更新卡尔曼滤波器的系数，使得更新后的系数可以适应信道的sop的变化。但是，该自适应均衡器在更新系数的过程中，需要建立精确的信道模型，其应用灵活性较差。

本申请提供了一种自适应均衡器的步长调节方法，该方法可以用于调节自适应均衡器对其系数进行更新时所参考的步长，以确保自适应均衡器的系数能够及时适应信道的rsop和snr的变化，提高自适应均衡器的系数收敛性能。该步长调节方法可以应用于步长调节装置中，自适应均衡器以及该步长调节装置均可以设置于该数据通信系统的信号接收机中。参考图2，该方法可以包括：

步骤101、确定数据通信系统中信道的rsop。

在本申请实施例中，步长调节装置可以每隔第一检测周期，根据该自适应均衡器在该第一检测周期输出的补偿信号，确定该信道的rsop。其中，该补偿信号为该自适应均衡器对数据通信系统中传输的数据信号进行处理后输出的信号。

或者，该步长调节装置也可以每隔第二检测周期，根据该自适应均衡器的系数，确定该信道的rsop。

其中，该第一检测周期的时长可以等于该数据通信系统中传输的数据帧的长度。该第二检测周期可以大于或等于该自适应均衡器更新其系数的系数更新周期，且该第二检测周期小于该第一检测周期。例如，该第一检测周期可以等于10至20个第二检测周期。

也即是，该步长调节装置可以基于自适应均衡器输出的补偿信号，或者该自适应均衡器的系数，对该信道的rsop进行周期性的检测和更新。

步骤102、确定该信道的snr。

在本申请实施例中，该步长调节装置可以每隔第二检测周期，根据该自适应均衡器的系数，确定该数据通信系统的信道的snr。

或者，该步长调节装置也可以每隔第一检测周期，根据该自适应均衡器在该第一检测周期输出的补偿信号的硬判误差，确定该数据通信系统的信道的snr。

也即是，该步长调节装置可以基于自适应均衡器的系数，或者该自适应均衡器输出的补偿信号的硬判误差，对该数据通信系统的信道的snr进行周期性的检测和更新。

图3是本申请实施例提供的一种步长调节装置的结构示意图，如图3所述，该装置可以包括：第一确定模块11和第二确定模块12，该第一确定模块11可以用于检测信道的rsop，该第二确定模块12可以用于检测信道的snr。

步骤103、分别对该rsop和该snr进行低通滤波处理。

该步长调节装置可以基于预设的低通滤波算法，分别对rsop和该snr进行低通滤波处理，以达到降噪的目的。

示例的，如图3所示，该步长调节装置还可以包括第一低通滤波器(lowpassfilter，lpf)13和第二lpf14。该第一lpf13可以用于对rsop进行低通滤波处理，该第二lpf14可以用于对snr进行低通滤波处理。其中，第一lpf13和第二lpf14可以均为阿尔法(alpha)滤波器。

图4是本申请实施例提供的一种第一lpf的结构示意图，以alpha滤波器为例，如图4所示，该第一lpf13可以包括：第一乘法器131、第一寄存器132、第二乘法器133以及第一加法器134。其中，该第一乘法器131可以用于计算第一确定模块11输出的rsop与系数α的乘积，0≤α≤1。该第一寄存器132用于将该加法器134输出的结果(即l_rsop)延迟一个检测周期后提供至第二乘法器133。该第二乘法器133用于计算该延迟后的l_rsop与系数(1-α)的乘积。该第一加法器134将第一乘法器131输出的乘积与第二乘法器133输出的乘积相加后，即可得到低通滤波处理后的rsop，即l_rsop。该第二lpf14的结构和滤波原理可以参考第一lpf13，此处不再赘述。

基于上文描述可知，该alpha滤波器可以对当前检测周期确定出的rsop，以及上一个检测周期确定出的l_rsop进行加权(权重分别为α和1-α)求和，从而确定出当前检测周期的l_rsop。

步骤104、根据低通滤波处理后的rsop，以及低通滤波处理后的snr调节该自适应均衡器的步长。

如图3所示，该步长调节装置还可以包括步长调节模块15，该步长调节模块15可以根据低通滤波处理后的rsop(即l_rsop)，以及低通滤波处理后的snr(即l_snr)调节该自适应均衡器的步长。该调节后的自适应均衡器的步长与该rsop正相关，且与该snr负相关，即rsop越大，该调节后的步长越大；snr越大，该调节后的步长越小。

在本申请实施例中，步长调节模块15在调节步长的过程中，可以先确定权重系数w与该snr的第一乘积；然后确定该rsop的绝对值减去该第一乘积得到的第一差值；之后将该第一差值与比例系数c的第二乘积，与该自适应均衡器的初始步长mu0相加，即可得到调节后的该自适应均衡器的步长mu。也即是，该调节后的步长mu可以满足：

mu＝mu0+(|rsop|-w×snr)×c。

可选的，若该rsop和snr还经过了低通滤波处理，则该调节后的步长mu可以满足：

mu＝mu0+(|l_rsop|-w×l_snr)×c。

图5是本申请实施例提供的一种步长调节模块15的结构示意图，如图5所示，该步长调节模块15可以包括：绝对值(absolutevalue，abs)计算模块151、第三乘法器152、第二加法器153、第四乘法器154以及第三加法器155。其中，该abs计算模块151可以用于计算第一lpf13输出的l_rsop的绝对值。第三乘法器152用于计算该第二lpf14输出的l_snr与负的权重系数w(即-w)的乘积。该第二加法器152用于将l_rsop的绝对值|l_rsop|与第三乘法器152输出的乘积相加，由此即可得到|l_rsop|减去该第一乘积得到的第一差值：|l_rsop|-w×l_snr。该第四乘法器154用于计算该第一差值与比例系数c的第二乘积。该第三加法器155用于将该第二乘积与该自适应均衡器的初始步长mu0相加，由此即可得到调节后的该自适应均衡器的步长mu。

需要说明的是，在本申请实施例中，该初始步长mu0、权重系数w以及比例系数c可以均为该步长调节模块15中预先存储的固定值，并且各个参数的取值可以是开发人员根据应用场景需求和经验设定的。其中，该初始步长mu0可以为大于0且小于1的数值，且可以为10^-4或10^-5量级的数值。该权重系数w可以为大于0且小于1的数值，且可以为10^-1量级的数值。该比例系数c可以为大于0且小于1的数值，且可以为10^-3量级的数值。

综上所述，本申请实施例提供了一种自适应均衡器的步长调节方法，该方法可以检测信道的rsop和snr，并可以根据该rsop和snr调节自适应均衡器的步长，由此可以使得该自适应均衡器根据该调节后的步长更新其系数。相比于相关技术中的固定步长，本申请实施例提供的方法可以使得自适应均衡器的系数能够及时适应信道的rsop和snr的变化，改善了自适应均衡器的系数收敛性能，进而提高了数据通信系统的信号传输性能。

在上述步骤101中，作为一种可选的实现方式，该步长调节装置可以每隔第一检测周期，根据该自适应均衡器在该第一检测周期输出的补偿信号，确定该信道的rsop。

图6是本申请实施例提供的一种数据通信系统中传输的数据信号的数据结构示意图，如图6所示，该数据通信系统中的信号发射机能够以数据帧为单位向信号接收机发送数据信号，其中每个数据帧的数据信号可以包括训练数据(也称为训练序列)和用户数据，该训练数据可以为信号发射机随机生成的，用于供自适应均衡器对其系数进行初步更新的数据。在本申请实施例中，该步长调节装置更新该rsop的第一检测周期可以等于一个数据帧的长度，并且，该步长调节装置更新该rsop所参考的补偿信号可以为自适应均衡器对一个数据帧中的训练数据进行处理后输出的信号。也即是，在自适应均衡器每完成对一个数据帧中的训练数据的补偿后，该步长调节装置均可基于该自适应均衡器输出的该训练数据的补偿信号，确定在该一个数据帧的时长内该信道的rsop

可选的，该自适应均衡器输出的补偿信号可以包括：第一极化状态信号和第二极化状态信号。参考图7，上述步骤101中，该步长调节装置根据补偿信号确定rsop的过程可以包括如下步骤：

步骤1011a、以第一极化状态信号为第一行元素，并以第二极化状态信号为第二行元素构建输入矩阵。

步长调节装置可以获取自适应均衡器在一个第一检测周期内输出的补偿信号，该补偿信号包括第一极化状态信号x和第二极化状态信号y，并且该两个极化状态信号x和y的长度相等，即length(x)＝length(y)。步长调节装置可以将该两个极化状态信号x和y按列排布，从而构建输入矩阵该输入矩阵i的行数为2，列数等于length(x)。

步骤1012a、将该输入矩阵与该输入矩阵的伪逆矩阵相乘，得到鉴相矩阵。

在本申请实施例中，步长调节装置可以先计算该输入矩阵i的伪逆矩阵pinv(i)，该伪逆矩阵pinv(i)的行数为length(x)，列数为2。之后，步长调节装置可以将该输入矩阵i与该伪逆矩阵pinv(i)相乘，得到鉴相矩阵a。该鉴相矩阵a的行数和列数均为2，并且该鉴相矩阵a可以表示为：

其中，u和v分别表示该鉴相矩阵a中第一行第二列的元素和第一行第二列的元素。

步骤1013a、确定该鉴相矩阵中第二行第一列的元素与第一行第二列的元素的第二差值。

该第二差值δa可以表示为：δa＝a(2,1)-a(1,2)＝-conj(v)-v。

步骤1014a、根据该第二差值确定该信道的rsop。

在本申请实施例中，步长调节装置确定出的在一个数据帧的时长内的信道的rsop可以为real(δa)，其中real()表示取实部。

由于该第二差值δa＝-conj(v)-v可以体现自适应均衡器对信道的rsop进行补偿后残留的rsop。当该信道的rsop没有残留时，real(δa)为0；当该信道的rsop有残留时，real(δa)不为0。因此，在本申请实施例中，可以采用该real(δa)反映信道的rsop的大小，即将该real(δa)确定为用于调节步长的rsop。

图8是本申请实施例提供的一种第一确定模块11的结构示意图，如图8所示，该第一确定模块11可以包括：伪逆矩阵确定子模块111、第五乘法器112、第四加法器113以及实部计算子模块114。其中，该伪逆矩阵确定子模块111可以用于确定输入矩阵i的伪逆矩阵pinv(i)。该第五乘法器112可以用于计算该输入矩阵i与该伪逆矩阵pinv(i)的乘积，得到鉴相矩阵a。该第四加法器113可以用于计算该鉴相矩阵a中第二行第一列的元素a(2,1)与第一行第二列的元素a(1,2)的第二差值δa。该实部计算子模块114可以用于计算该第二差值δa的实部，即计算real(δa)。

图9是本申请实施例提供的一种自适应均衡器中的滤波器的结构示意图，如图9所示，该自适应均衡器可以包括：四个蝶形连接的滤波器011至014，每个滤波器具有多个抽头。相应的，该自适应均衡器的系数可以包括：该四个滤波器中每个滤波器的多个抽头的抽头系数。其中，每个滤波器可以均为fir滤波器。

该四个滤波器中，第一滤波器011可以用于从接收到的第一极化状态(即x极化状态)的信号中提取出信号发射机发送的第一极化状态的信号，该第一滤波器011的系数可以表示为ωxx。第二滤波器012可以用于从接收到的第一极化状态的信号中提取出信号发射机发送的第二极化状态(即y极化状态)的信号，该第二滤波器012的系数可以表示为ωxy。第三滤波器013可以用于从接收到的第二极化状态的信号中提取出信号发射机发送的第一极化状态的信号，该第三滤波器013的系数可以表示为ωyx。第四滤波器014可以用于从接收到的第二极化状态的信号中提取出信号发射机发送的第二极化状态，该第四滤波器014的系数可以表示为ωyy。在本申请实施例中，该四个滤波器的抽头个数可以相等，例如抽头个数可以均为m(m为大于1的整数)，则该四个滤波器的系数ωxx、ωxy、ωyx和ωyy可以均为长度为m的数组，数组中的每个元素即为一个抽头的抽头系数。

在上述步骤101中，作为另一种可选的实现方式，该步长调节装置还可以每隔第二检测周期，根据该自适应均衡器的系数，确定该信道的rsop。参考图10，上述步骤101中，该步长调节装置根据自适应均衡器的系数确定该rsop的过程可以包括如下步骤：

步骤1011b、每隔第二检测周期，分别获取每个滤波器的中心抽头在相邻两个系数更新周期的抽头系数。

该系数更新周期为该自适应均衡器更新系数的周期，每个系数更新周期也可以称为一拍。在本申请实施例中，该步长调节装置可以每隔第二检测周期，获取每个滤波器的中心抽头在最近的两个系数更新周期的抽头系数，得到每个滤波器的中心抽头的两个抽头系数。其中，该第二检测周期可以大于或等于该系数更新周期。

需要说明的是，若滤波器的抽头个数m为偶数，则该中心抽头可以是指第m/2个抽头；若滤波器的抽头个数m为奇数，则该中心抽头可以是指第(m+1)/2个抽头。

示例的，假设该第二检测周期等于该系数更新周期，即第二检测周期等于一拍，且每个滤波器的中心抽头为第m个抽头(m为不大于m的正整数)。则步长调节装置可以每隔一拍，获取每个滤波器的第m个抽头在最近两拍的抽头系数。若最近两拍为第n拍和第n-1拍，则该步长调节装置获取到的第一滤波器011的第m个抽头在最近两拍的抽头系数可以为：ωxx(m,n)和ωxx(m,n-1)。

步骤1012b、分别计算每个滤波器的中心抽头的抽头系数在相邻两个系数更新周期的第三差值。

在本申请实施例中，该第三差值可以为最近一个系数更新周期的抽头系数减去前一个系数更新周期的抽头系数得到的数值。例如，该第一滤波器011的第m个抽头在相邻两个系数更新周期的第三差值即为：ωxx(m,n)-ωxx(m,n-1)。

步骤1013b、根据四个滤波器的第三差值的均值，确定该信道的rsop。

该步长调节装置计算得到四个滤波器的第三差值后，可以计算该四个滤波器的第三差值的均值，进而可以将该均值的绝对值确定为该信道的rsop。

在上述步骤101中，作为又一种可选的实现方式，该步长调节装置根据该自适应均衡器的系数确定该信道的rsop的过程还可以包括：

首先，每隔第二检测周期，分别获取每个滤波器的中心抽头在最近的n个系数更新周期的抽头系数，得到每个滤波器的抽头系数序列，该抽头系数序列包括n个抽头系数，n为2的z次幂，且z为大于1的整数。然后，步长调节装置可以对每个滤波器的抽头系数序列进行n点的快速傅里叶变换(fastfouriertransform，fft)，从而将每个滤波器的抽头系数序列转换至频域。之后，步长调节装置可以获取每个滤波器的抽头系数序列在频域中某个频点(例如第一个频点或第二个频点)的频点值，并计算获取到的四个滤波器的频点值的均值，该均值即为信道的rsop。

在上述步骤102中，作为一种可选的实现方式，该步长调节装置可以每隔第二检测周期，根据该自适应均衡器的系数，确定该数据通信系统的信道的snr。参考图11，该步长调节装置根据自适应均衡器的系数确定snr的过程可以包括如下步骤：

步骤1021a、每隔第二检测周期，分别获取每个滤波器的目标抽头的抽头系数序列。

在本申请实施例中，该每个滤波器的目标抽头的抽头系数序列可以包括：在多个系数更新周期对该滤波器的目标抽头的抽头系数进行采样得到的多个抽头系数，其中每个抽头系数是在一个系数更新周期进行采样得到的。例如，该抽头系数序列可以包括在n个系数更新周期采样得到的n个抽头系数。其中，n为大于1的整数，且n可以为2的z次幂，且z为大于1的整数。每个滤波器的目标抽头可以为该滤波器的多个抽头中的任一抽头，且各个滤波器的目标抽头的在该多个抽头中的序号相等。例如每个滤波器的目标抽头可以均为第一个抽头，或者均为中心抽头。

步骤1022a、分别计算每个滤波器的抽头系数序列在频域中每个震荡频点的震荡功率。

在本申请实施例中，步长调节装置中的第二确定模块12可以对每个滤波器的抽头系数序列进行n点fft，从而将每个滤波器的抽头系数序列转换至频域。其中，该每个滤波器的抽头系数序列在频域包括n个频点，该n个频点中存在至少两个震荡频点。步长调节装置可以分别计算每个滤波器的抽头系数序列在该至少两个震荡频点中每个震荡频点的震荡功率。

在本申请实施例中，每个抽头系数序列在频域的n个频点中可以存在4个震荡频点(即j＝4)，且该4个震荡频点可以分别为：第个频点，第个频点，第n+2-个频点，以及第个频点。其中，t为该自适应均衡器的环路延时，表示向下取整，表示向上取整。该环路延时是指该自适应均衡器中各个模块的延时之和。

例如，假设n＝512，t＝30拍，则该每个抽头系数序列在频域的4个震荡频点可以分别为：第4个频点、第5个频点、第510个频点以及第509个频点。

可选的，该第二检测周期可以等于该系数更新周期。为了提高震荡功率的计算效率，该步长调整装置在每个第二检测周期获取到的抽头系数序列可以包括n+1个抽头系数。

图12是本申请实施例提供的一种用于确定snr的第二确定模块的结构示意图，如图12所示，该第二确定模块12可以包括：四个缓存器(buffer)121，图12中仅示意性示出了一个缓存器121。其中，该每个缓存器121可以用于对一个滤波器的目标抽头的抽头系数进行时域采样，以获取该滤波器的目标抽头的抽头系数序列。并且，参考图12可以看出，该每个缓存器121的长度可以为n+1，即该缓存器121能够存储n+1个抽头系数。可选的，该缓存器121可以为先进先出(firstinputfirstoutput，fifo)缓存器，且该缓存器121可以按照采样时间由远到近的顺序依次存储抽头系数序列包括的n+1个抽头系数。

示例的，假设每个滤波器的目标抽头为第一个抽头，则该四个缓存器121中的第一个缓存器121可以每隔系数更新周期，获取第一滤波器011的第一个抽头在当前系数更新周期的抽头系数并进行存储。其中，若该缓存器121中已存储了n+1个抽头系数，则缓存器121可以将已存储的n+1个抽头系数中最早存储的一个抽头系数删除，再将该最新获取到的抽头系数存入。该第一个缓存器121中存储的第一滤波器011的第一个抽头的抽头系数序列可以包括ωxx(1,1)至ωxx(1,n+1)共n+1个抽头系数。该四个缓存器121中其他三个缓存器121的工作原理可以参考该第一个缓存器121，此处不再赘述。

上述步骤1022a中确定抽头系数序列在频域中每个震荡频点的震荡功率的过程可以包括如下步骤：

步骤a11、对于每个滤波器的抽头系数序列，将第n+1个抽头系数与第1个抽头系数相减，得到每个抽头系数序列的系数差值δω。

其中，该系数差值δω是指该第n+1个抽头系数减去该第1个抽头系数得到的数值。由于每个滤波器的抽头系数序列中的n+1个抽头系数按照采样时间由远到近的顺序排列，因此该第n+1个抽头系数也即是最近采样得到的系数，该第1个抽头系数也即是n+1个抽头系数中最早采样得到的系数。

可选的，参考图12，该第二确定模块12还可以包括：4×j个震荡功率计算子模块122，图12中仅示意性示出了一个震荡功率计算子模块122，其中j为n个频点中包括的震荡频点的个数，j为大于1且小于n的整数。其中，每个震荡功率计算子模块122可以用于计算一个滤波器的抽头系数序列在频域中的一个震荡频点的震荡功率。如图12所示，每个震荡功率计算子模块122可以包括：系数差值计算单元1221，该系数差值计算单元1221可以用于计算缓存器中存储的第n+1个抽头系数与第1个抽头系数的系数差值δω。

示例的，假设每个滤波器的目标抽头为第一个抽头，则对于第一滤波器011的抽头系数序列，第一个震荡功率计算子模块122中的系数差值计算单元1221计算得到的系数差值δω满足：δω＝ωxx(1,n+1)-ωxx(1,1)。

步骤a12、根据该系数差值δω，确定该抽头系数序列在频域中每个震荡频点的参考值。其中，该抽头系数序列在该n个频点中第k个频点的参考值d可以满足：

d＝(δω+d')e^j2πk/n；

其中，d'为前一个第二检测周期确定出的参考值，k为不大于n的正整数。

可选的，参考图12，该每个震荡功率计算子模块122还可以包括：第二寄存器1222、第五加法器1223和第六乘法器1224。其中，该第二寄存器1222用于将该第六乘法器1224输出的参考值延迟一个第二检测周期后输出至该第五加法器1223，即该第二寄存器1222可以在每个第二检测周期，向该第五加法器1223提供前一个第二检测周期确定出的参考值d'。该第五加法器1223用于计算该系数差值δω与该前一个第二检测周期确定出的参考值d'之和。该第六乘法器1224用于将该系数差值δω与该参考值d'之和δω+d'，与一个震荡频点的震荡系数相乘，从而得到在当前第二检测周期内，该抽头系数序列在频域中的一个震荡频点的参考值d。

该j个震荡频点中第j(j为不大于j的正整数)个震荡频点的震荡系数可以表示为：其中kj为该第j个震荡频点在该n个频点中的序号。例如，假设j＝4，n＝512，且该4个震荡频点分别为：第4个频点、第5个频点、第510个频点以及第509个频点，即该4个震荡频点在512个频点中的序号分别为：k1＝4、k2＝5、k3＝510和k4＝509，则该4个震荡频点的震荡系数可以分别为：e^j2π×4/512、e^j2π×5/512、e^{j2π×510/512}以及e^{j2π×509/512}。

若每个滤波器的目标抽头均为第一个抽头，则该第二确定模块12包括的4×j个震荡功率计算子模块122中，第一个震荡功率计算子模块122可以用于计算第一滤波器011的第一个抽头的抽头系数序列ωxx(1)在频域中第一个震荡频点的震荡功率。如图12所示，该第一个震荡功率计算子模块122中的第六乘法器1224可以将系数差值δω与该参考值d'之和δω+d'，与第一个震荡频点的震荡系数e^j2πk1/n相乘，得到该第一个震荡频点的参考值。

步骤a13、将该参考值的功率确定为该抽头系数序列在该震荡频点的震荡功率。

在本申请实施例中，每个震荡功率计算子模块122可以计算参考值的功率，并将该参考值的功率确定为抽头系数序列在该震荡频点的震荡功率。

可选的，如图12所示，该每个震荡功率计算子模块122还可以包括：功率计算单元1225，该功率计算单元1225可以计算第六乘法器1224输出的参考值的功率，从而得到一个滤波器的目标抽头的抽头系数序列在一个震荡频点的震荡功率。

基于上述步骤a11至a13所示的方法计算震荡功率的原理如下：

以每个滤波器的目标抽头为第一个抽头为例，在第n个第二检测周期获取到的第一滤波器011的抽头系数序列中的n+1个抽头系数可以表示为：

ωxx,n(1,1:n+1)＝[ωxx,n-1(1,2:n+1)；ωxx,n(1,n+1)]；

其中，ωxx,n-1(1,2:n+1)表示在第n-1个第二检测周期(即前一个第二检测周期)获取到的n+1个抽头系数中第2至n+1个抽头系数；ωxx,n(1,n+1)表示在该第n个第二检测周期获取到的第n+1个抽头系数，即最近采样得到的系数。

对该第n个第二检测周期获取到的抽头系数序列中，第1至n个抽头系数进行n点fft，得到的fft结果可以表示为：

ωxx,n_fft(1,1:n)＝fft(ωxx,n(1,1:n))。

在第n+1个第二检测周期获取到的第一滤波器011的抽头系数序列中的n+1个抽头系数可以表示为：

ωxx,n+1(1,1:n+1)＝[ωxx,n(1,2:n+1)；ωxx,n+1(1,n+1)]；

对该第n+1个第二检测周期获取到的抽头系数序列中第1至n个抽头系数进行n点fft，得到的fft结果可以表示为：

该fft结果包括1至n共n个频点的频点值，该n个频点中第k个频点的功率可以表示为：|ωxx,n+1_fft(1,k)|²；该n个频点的总功率可以表示为：|ωxx,n+1_fft(1,1：n)|²。

根据上述推导可知，在计算第n+1个第二检测周期获取到的抽头系数序列中，第1至n个抽头系数的n点fft结果中每个震荡频点的频点值的过程中，可以将第n个第二检测周期获取到的抽头系数序列中，第n+1个抽头系数与第1个抽头系数的系数差值，与该第n个第二检测周期的n点fft结果相加后，再与该震荡频点的震荡系数相乘计算得到，该计算过程仅需两次加法操作和一次乘法操作，而无需再进行n点的fft，从而有效降低了数据处理的功耗，提高了数据处理的效率。

步骤1023a、将该四个滤波器的抽头系数序列在至少两个震荡频点的震荡功率相加，得到震荡总功率。

在本申请实施例中，步长调节装置在确定出该四个滤波器中每个滤波器的抽头系数序列在j个震荡频点中每个震荡频点的震荡功率后，可以将确定出的共4×j个震荡功率相加，得到震荡总功率。该震荡总功率p1可以表示为：其中p1ij表示第i个滤波器的抽头系数序列在频域的j个震荡频点中第j个震荡频点的震荡功率，i为不大于4的正整数。

可选的，如图12所示，该第二确定模块12还可以包括第一求和子模块123，该第一求和子模块123可以对4×j个震荡功率计算子模块122输出的震荡功率进行求和，得到震荡总功率p1。

步骤1024a、分别计算每个滤波器的抽头系数序列在频域的总功率。

在本申请实施例中，对于每个滤波器的抽头系数序列，步长调节装置可以将该抽头系数序列在频域中各个频点的功率相加，从而得到该抽头系数序列在频域的总功率。例如，若抽头系数序列包括n个系数，步长调节装置对该n个系数进行n点fft，得到的fft结果中包括n个频点的频点值。该n个频点的频点值的功率之和(即平方和)，即为该抽头系数序列在频域的总功率。

示例的，如图12所示，步长调节装置中的第二确定模块12还可以包括：四个总功率计算子模块124，图12中仅示意性的示出了一个总功率计算子模块124。其中，每个总功率计算子模块124可以用于计算一个滤波器的抽头系数序列在频域的总功率。

可选的，为了提高确定抽头系数序列在频域的总功率的效率，上述步骤1024a可以包括如下步骤：

步骤a21、对于每个滤波器的抽头系数序列，将第n+1个抽头系数的功率与第1个抽头系数的功率相减，得到每个抽头系数序列的功率差值。

在本申请实施例中，每个抽头系数的功率可以等于该抽头系数的平方。以每个滤波器的目标抽头为第一个抽头为例，该4个滤波器中第一滤波器011的抽头系数序列的功率差值可以表示为：δp1＝|ωxx(1,n+1)|²-|ωxx(1,1)|²，其中，|ωxx(1,n+1)|²即为该第一滤波器011的抽头系数序列中第n+1个抽头系数的功率，|ωxx(1,1)|²即为该第一滤波器011的抽头系数序列中第一个抽头系数的功率。

参考图12，每个总功率计算子模块124可以包括功率差值计算单元1241，该功率差值计算单元1241可以用于计算一个滤波器的抽头系数序列的功率差值。

步骤a22、确定该功率差值与n的第三乘积。

参考图12，该每个总功率计算子模块124还可以包括第七乘法器1242，该第七乘法器1242可以将该功率差值计算单元1241输出的功率差值与n相乘，得到第三乘积。

步骤a23、将该第三乘积与前一个第二检测周期确定出的总功率相加，得到当前第二检测周期内该滤波器的抽头系数序列在频域的总功率。

在本申请实施例中，每个总功率计算子模块124每隔一个第二检测周期确定出一个第三乘积后，均可以将该第三乘积与前一个第二检测周期确定出的总功率相加，从而得到当前第二检测周期内，该滤波器的抽头系数序列在频域的总功率。

示例的，如图12所示，该每个总功率计算子模块124还可以包括：第三寄存器1243和第六加法器1244。该第三寄存器1243可以用于将该第六加法器1244输出的总功率延迟一个第二检测周期后输出至该第六加法器1244，即该第三寄存器1243可以在每个第二检测周期，向该第六加法器1244提供前一个第二检测周期确定出的总功率。该第六加法器1244可以用于将该第七乘法器1242输出的第三乘积与该第三寄存器1243输出的前一个第二检测周期确定出的总功率相加，得到当前第二检测周期内，该滤波器的抽头系数序列在频域的总功率。

步骤1025a、将该四个滤波器的抽头系数序列在频域的总功率相加，得到频域总功率。

该频域总功率p2可以满足：其中p2i为第i个滤波器的抽头系数序列在频域的总功率。

示例的，如图12所示，该第二确定模块12还可以包括第二求和子模块125，该第二求和子模块125可以对4个总功率计算子模块124输出的总功率进行求和，得到频域总功率。

步骤1026a、检测该震荡总功率与该频域总功率的功率比值是否大于比值阈值。

若该功率比值p1/p2大于比值阈值pth，则执行步骤1027a；若该功率比值p1/p2不大于比值阈值pth，则执行步骤1028a。其中，该比值阈值pth为该步长调节装置中预先存储的，且该比值阈值pth可以为大于0且小于1的10-¹量级的数。

步骤1027a、将该功率比值与该比值阈值的差值确定为该数据通信系统的信道的snr。

若该功率比值p1/p2大于比值阈值pth，则步长调节装置可以将该功率比值与该比值阈值pth的差值确定为该数据通信系统的信道的snr，即确定snr＝p1/p2-pth。

步骤1028a、确定该数据通信系统的信道的snr为0。

若该功率比值p1/p2不大于比值阈值pth，则步长调节装置可以确定该数据通信系统的信道的snr为0。

可选的，如图12所示，步长调节装置装置中的第二确定模块12还可以包括snr确定子模块126，该snr确定子模块126可以用于根据第一求和子模块123输出的震荡总功率，以及第二求和子模块125输出的频域总功率确定snr。

参考图12，该snr确定子模块126可以包括：第一选择器1261、第四寄存器1262、求导子模块1263、第八乘法器1264、第七加法器1265以及第二选择器1266。其中，第一选择器1261可以向求倒子模块1263输出总功率。该第四寄存器1262可以用于将该第一选择器1261输出的频域总功率延迟一个第二检测周期后输出至该第一选择器1261。

该第一选择器1261可以统计已执行的第二检测周期的个数cnt，若检测到该个数cnt为l的整数倍，即mod(cnt,l)＝＝0，则可以输出该第二求和子模块125提供的频域总功率；若检测到该个数cnt不为l的整数倍，则可以输出该第四寄存器1262提供的频域总功率。也即是，该第一选择器1261每隔l个第二检测周期，输出一次该第二求和子模块125计算得到的频域总功率。其中，l为大于1的整数，例如l可以为20。由于频域总功率的波动通常较小，因此第一选择器1261可以每隔若干个第二检测周期更新一次频域总功率p2，以减小该求倒子模块1263计算该频域总功率p2的倒数的功耗。

该求倒子模块1263可以用于计算该第一选择器1261提供的频域总功率p2的倒数1/p2，例如，该求倒子模块1263可以采用坐标旋转数字计算(coordinaterotationdigitalcomputer，cordic)算法计算该频域总功率p2的倒数1/p2，该cordic算法的计算效率较高，功耗较低。该第八乘法器1264可以将该第二求和子模块123输出的震荡总功率p1与该求倒子模块1263输出的倒数1/p2相乘，从而得到该震荡总功率p1与该频域总功率p2的功率比值p1/p2。

该第七加法器1265可以将该功率比值p1/p2与预先存储的负的比值阈值-pth相加，从而计算得到该功率比值p1/p2与该比值阈值pth的第四差值：p1/p2-pth。第二选择器1266可以用于判断该第四差值是否大于0，若大于0则可以输出该第四差值：p1/p2-pth，即可以将该第四差值：p1/p2-pth作为snr输出。若该第四差值不大于0，则可以输出0，即可以将0作为snr输出。

由于当信道中的噪声较大时，自适应均衡器的系数在频域中各震荡频点的震荡功率就越大，因此，在本申请实施例中，可以根据震荡总功率与频域总功率的比值确定出信道的snr。

在上述步骤102中，作为另一种可选的实现方式，该步长调节装置也可以每隔第一检测周期，根据该自适应均衡器在该第一检测周期输出的补偿信号的硬判误差，确定该数据通信系统的信道的snr。参考图13，该步长调节装置根据硬判误差确定snr的过程可以包括如下步骤：

步骤1021b、每隔第一检测周期，获取自适应均衡器在该第一检测周期输出的补偿信号的硬判误差。

在本申请实施例中，如图1所示，该自适应均衡器中包括硬判误差确定模块02，该硬判误差确定模块02可以对滤波器01输出的补偿信号进行硬判决，得到硬判结果，进而可以计算该硬判结果减去该补偿信号得到的差值，该差值即为硬判误差。相应的，该步长调节装置可以每隔第一检测周期，获取该硬判误差确定模块02在该第一检测周期输出的硬判误差。

步骤1022b、将该硬判误差的功率确定为数据通信系统的信道的snr。

步长调节装置可以计算该硬判误差的平方，得到该硬判误差的功率，并将该硬判误差的功率确定为数据通信系统的信道的snr。

需要说明的是，在本申请实施例中，上述步骤101提供的两种确定rsop的方式，与上述步骤102提供的两种snr的方式可以进行组合。例如，参考图14，该步长调节装置10可以根据补偿信号确定rsop，并根据自适应均衡器的系数(即滤波器01的系数)确定snr。或者，参考图15，该步长调节装置10可以根据补偿信号确定rsop，并根据硬判误差确定snr。又或者，参考图16，该步长调节装置10可以根据自适应均衡器的系数确定rsop，并根据该系数确定snr。再或者，参考图17，该步长调节装置10可以根据自适应均衡器的系数确定rsop，并根据硬判误差确定snr。

本申请实施例还对自适应均衡器的步长随rsop和snr变化的情况进行了仿真，仿真环境如下：pmd为9.25皮秒每千米(ps/km)、差分群延时(differentialgroupdelay，dgd)为27.76ps、偏振相关损耗(polarizationdependentloss，pdl)为2分贝(db)、信号发射机和信号接收机中的滤波器的带宽均为45吉赫兹(ghz)。

仿真结果如图18所示，图18中的横坐标为时间t，单位为拍，纵坐标为自适应均衡器的步长mu。本申请实施例对rsop＝0千赫兹(khz)时，snr分别为19db和100db时的mu进行了仿真，并对rsop＝200khz时，snr分别为19db和100db时的mu进行了仿真。其中，1hz＝2πrad/s。并且仿真时所采用的时间单位为第二检测周期，且该第二检测周期等于一拍，即仿真时每拍更新一次mu。参考图18可以看出，当rsop固定时，snr越大，则mu越小。snr固定时，rsop越大，则mu越大。

图19是本申请实施例提供的一种比特出错概率(biterrorratio，ber)随snr变化的示意图，并且，图19中分别示出了自适应均衡器的步长mu为固定值时，ber随snr变化的曲线，以及自适应均衡器的步长mu可调，即采用本申请实施例提供的方法调节步长mu时，ber随snr变化的曲线。对比图19中的两条曲线可以看出，当数据通信系统中信道的snr一定时，采用本申请实施例提供的方法调节步长mu后的ber，小于mu固定时的ber。并且，随着snr的提高，例如当snr＝40db时，采用本申请实施例提供的方法调节步长mu后的ber的优化更为明显。由此可知，基于本申请实施例提供的方法调节自适应均衡器的步长后，可以有效改善数据通信系统的信号传输性能。

需要说明的是，本申请实施例提供的步长调节方法的步骤的先后顺序可以进行适当调整，步骤也可以根据情况进行相应增减。例如，步骤102与步骤101可以同时执行，或者步骤102也可以在步骤101之前执行；又或者，步骤103也可以根据情况删除。任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化的方法，都应涵盖在本申请的保护范围之内，因此不再赘述。

综上所述，本申请实施例提供了一种自适应均衡器的步长调节方法，该方法可以检测信道的rsop和snr，并可以根据该rsop和snr调节自适应均衡器的步长，由此可以使得该自适应均衡器根据该调节后的步长更新其系数。相比于相关技术中的固定步长，本申请实施例提供的方法可以使得自适应均衡器的系数能够及时适应信道的rsop和snr的变化，改善了自适应均衡器的系数收敛性能，进而提高了数据通信系统的信号传输性能。

本申请实施例还提供了一种自适应均衡器的步长调节装置，该装置可以用于对诸如图1所示的自适应均衡器的步长进行调节，该装置也可以称为均衡微控制器(equalizationmicrocontroller，emc)。如图3所示，该装置可以包括：

第一确定模块11，用于确定数据通信系统中信道的rsop。

第二确定模块12，用于确定该信道的snr。

步长调节模块15，用于根据该rsop和该snr调节该自适应均衡器的步长，调节后的该自适应均衡器的步长与该rsop正相关，且与该snr负相关。

其中，该第一确定模块11的功能实现可以参考上述步骤101的相关描述，第二确定模块12的功能实现可以参考上述步骤102的相关描述，该步长调节模块15的功能实现可以参考上述步骤104的相关描述。

可选的，如图20所示，该步长调节模块15可以包括：

第一乘法子模块1501，用于确定权重系数与该snr的第一乘积。该第一乘法子模块1501可以乘法器，该第一乘法子模块1501的功能实现可以参考上述关于第三乘法器152的描述。

第一差值确定子模块1502，用于确定该rsop的绝对值减去该第一乘积得到的第一差值。该第一差值确定子模块1502可以为加法器，该第一差值确定子模块1502的功能实现可以参考上述关于第二加法器153的描述。

步长计算子模块1503，用于将该第一差值与比例系数的第二乘积，与该自适应均衡器的初始步长相加，得到调节后的该自适应均衡器的步长。

该步长计算子模块1503可以包括乘法器和加法器，例如可以包括如图5中所示的第四乘法器154和第三加法器155。该步长计算子模块1503的功能实现可以参考上述关于该第四乘法器154和第三加法器155的描述。

可选的，该第一确定模块11可以用于：

每隔第一检测周期，根据该自适应均衡器在该第一检测周期输出的补偿信号，确定该信道的rsop，其中，该补偿信号为该自适应均衡器对数据通信系统中传输的数据信号进行处理后输出的信号；

或者，每隔第二检测周期，根据该自适应均衡器的系数，确定该信道的rsop；其中，该第二检测周期小于该第一检测周期。

可选的，该补偿信号包括：第一极化状态信号和第二极化状态信号；参考图21，该第一确定模块11，可以包括：

输入子模块1101，用于以该第一极化状态信号为第一行元素，并以该第二极化状态信号为第二行元素构建输入矩阵。该输入子模块1101的功能实现可以参考上述方法实施例中步骤1011a的描述。

第二乘法子模块1102，用于将该输入矩阵与该输入矩阵的伪逆矩阵相乘，得到鉴相矩阵，该鉴相矩阵的行数和列数均为2。

该第二乘法子模块1102可以包括乘法器，且该第二乘法子模块1102的功能实现可以参考上述方法实施例中步骤1012a的描述，以及关于伪逆矩阵确定子模块111和第五乘法器112的相关描述。

第二差值确定子模块1103，用于确定该鉴相矩阵中第二行第一列的元素与第一行第二列的元素的第二差值。该第二差值确定子模块1103可以包括加法器，该第二差值确定子模块1103的功能实现可以参考上述方法实施例中步骤1013a的描述，以及关于第四加法器113的相关描述。

rsop确定子模块1104，用于将该第二差值的实部确定为该信道的rsop。该rsop确定子模块1104的功能实现可以参考上述方法实施例中步骤1014a的描述，以及关于实部计算子模块114的相关描述。

可选的，该第二确定模块12可以用于：

每隔第二检测周期，根据该自适应均衡器的系数，确定该数据通信系统的信道的snr；

或者，每隔第一检测周期，根据该自适应均衡器在该第一检测周期输出的补偿信号的硬判误差，确定该数据通信系统的信道的snr；其中，该第二检测周期小于该第一检测周期。

可选的，如图9所示，该自适应均衡器包括：四个滤波器，每个滤波器具有多个抽头，该自适应均衡器的系数包括：每个滤波器的多个抽头的抽头系数。如图22所示，该第二确定模块12可以包括：

获取子模块1201，用于每隔第二检测周期，分别获取每个滤波器的目标抽头的抽头系数序列，该抽头系数序列包括对该目标抽头的抽头系数在多个系数更新周期进行采样得到的多个抽头系数，其中，该系数更新周期为该自适应均衡器更新系数的周期，且该系数更新周期小于或等于该第二检测周期。

该获取子模块1201的功能实现可以参考上述方法实施例中步骤1021a的描述，以及关于缓存器121的相关描述。

第一计算子模块1202，用于分别计算每个滤波器的抽头系数序列在频域中每个震荡频点的震荡功率，该抽头系数序列在频域包括多个频点，该多个频点中存在至少两个该震荡频点。

该第一计算子模块1202的功能实现可以参考上述方法实施例中步骤1022a的描述，以及震荡功率计算子模块122的相关描述。例如，该第一计算子模块1202可以包括4×j个震荡功率计算子模块122。

第一加法子模块1203，用于将四个该滤波器的抽头系数序列在至少两个该震荡频点的震荡功率相加，得到震荡总功率。

该第一加法子模块1203的功能实现可以参考上述方法实施例中步骤1023a的描述，以及关于第一求和子模块123的相关描述。

第二计算子模块1204，用于分别计算每个滤波器的抽头系数序列在频域的总功率。

该第二计算子模块1204的功能实现可以参考上述方法实施例中步骤1024a的描述，以及总功率计算子模块124的相关描述。例如，该第二计算子模块1204可以包括4个总功率计算子模块124。

第二加法子模块1205，将四个该滤波器的抽头系数序列在频域的总功率相加，得到频域总功率。

该第二加法子模块1205的功能实现可以参考上述方法实施例中步骤1025a的描述，以及关于第二求和子模块125的相关描述。

snr确定子模块1206，用于根据该震荡总功率与该频域总功率的功率比值确定该数据通信系统的信道的snr。

该snr确定子模块1206的功能实现可以参考上述方法实施例中步骤1026a至步骤1028a的描述，以及关于snr确定子模块126的相关描述。

可选的，该频域包括n个频点，每个滤波器的目标抽头的抽头系数序列包括：在n+1个系数更新周期进行采样得到的n+1个抽头系数，该n+1个抽头系数按照采样时间由远到近的顺序排列，该n为大于1的整数。该第一计算子模块1202可以用于：

对于每个滤波器的抽头系数序列，将第n+1个抽头系数与第1个抽头系数相减，得到每个抽头系数序列的系数差值δω；

根据该系数差值δω，确定该抽头系数序列在频域中每个震荡频点的参考值，其中，该抽头系数序列在该n个频点中第k个频点的参考值d满足：

d＝(δω+d')e^j2πk/n；其中，d'为前一个第二检测周期确定出的参考值，k为不大于n的正整数；

将该参考值的功率确定为该抽头系数序列在该震荡频点的震荡功率。

可选的，该n个频点中存在4个震荡频点，该4个震荡频点分别为：第个频点，第个频点，第个频点，以及第个频点；

其中，t为该自适应均衡器的环路延时，表示向下取整，表示向上取整。

可选的，该第二计算子模块1204可以用于：

对于每个滤波器的抽头系数序列，将第n+1个抽头系数的功率与第1个抽头系数的功率相减，得到每个抽头系数序列的功率差值；

确定该功率差值与该n的第三乘积；

将该第三乘积与前一个第二检测周期确定出的总功率相加，得到当前第二检测周期内该滤波器的抽头系数序列在频域的总功率。

综上所述，本申请实施例提供了一种自适应均衡器的步长调节装置，该装置可以检测信道的rsop和snr，并可以根据该rsop和snr调节自适应均衡器的步长，由此可以使得该自适应均衡器根据该调节后的步长更新其系数。相比于相关技术中的固定步长，本申请实施例提供的装置可以使得自适应均衡器的系数能够及时适应信道的rsop和snr的变化，改善了自适应均衡器的系数收敛性能，进而提高了数据通信系统的信号传输性能。

应理解的是，本申请实施例的步长调节装置还可以用专用集成电路(application-specificintegratedcircuit，asic)实现，或可编程逻辑器件(programmablelogicdevice，pld)实现，上述pld可以是复杂程序逻辑器件(complexprogrammablelogicaldevice，cpld)，现场可编程门阵列(field-programmablegatearray，fpga)，通用阵列逻辑(genericarraylogic，gal)或其任意组合。也可以通过软件实现上述方法实施例提供的步长调节方法，当通过软件实现上述方法实施例提供的步长调节方法时，该步长调节装置中的各个模块也可以为软件模块。

图23是本申请实施例提供的另一种步长调节装置的结构示意图，参考图23，该装置可以包括：处理器2401、存储器2402、网络接口2403和总线2404。其中，总线2404用于连接处理器2401、存储器2402和网络接口2403。通过网络接口2403(可以是有线或者无线)可以实现与其他设备之间的通信连接。存储器2402中存储有计算机程序24021，该计算机程序24021用于实现各种应用功能。

应理解，在本申请实施例中，处理器2401可以是cpu，该处理器2401还可以是其他通用处理器、数字信号处理器(dsp)、专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)、gpu或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等。通用处理器可以是微处理器或者是任何常规的处理器等。

存储器2402可以是易失性存储器或非易失性存储器，或可包括易失性和非易失性存储器两者。其中，非易失性存储器可以是只读存储器(read-onlymemory，rom)、可编程只读存储器(programmablerom，prom)、可擦除可编程只读存储器(erasableprom，eprom)、电可擦除可编程只读存储器(electricallyeprom，eeprom)或闪存。易失性存储器可以是随机存取存储器(randomaccessmemory，ram)，其用作外部高速缓存。通过示例性但不是限制性说明，许多形式的ram可用，例如静态随机存取存储器(staticram，sram)、动态随机存取存储器(dram)、同步动态随机存取存储器(synchronousdram，sdram)、双倍数据速率同步动态随机存取存储器(doubledatadatesdram，ddrsdram)、增强型同步动态随机存取存储器(enhancedsdram，esdram)、同步连接动态随机存取存储器(synchlinkdram，sldram)和直接内存总线随机存取存储器(directrambusram，drram)。

总线2404除包括数据总线之外，还可以包括电源总线、控制总线和状态信号总线等。但是为了清楚说明起见，在图中将各种总线都标为总线2404。

处理器2401被配置为执行存储器2402中存储的计算机程序，处理器2401通过执行该计算机程序24021来实现上述方法实施例中的步骤。

本申请实施例还提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质中存储有指令，当该计算机可读存储介质在计算机上运行时，使得计算机执行如上述方法实施例中的步骤。

本申请实施例还提供了一种包含指令的计算机程序产品，当该计算机程序产品在计算机上运行时，使得计算机执行上述方法实施例中的步骤。

图24是本申请实施例提供的一种信号接收机的结构示意图，如图24所示，该信号接收机可以包括：自适应均衡器00，以及与该自适应均衡器00连接的如上述实施例所提供的步长调节装置10。例如，该步长调节装置10可以为如图3或图23所示的装置。

其中，该自适应均衡器00用于对接收到的数据信号进行补偿，该步长调节装置10用于调节该自适应均衡器00的系数。

可选的，该信号接收机还可以包括用于对接收到的数据信号进行模数转换、色度色散补偿和时钟同步的模块。

图25是本申请实施例提供的一种数据通信系统的结构示意图，如图25所示，该系统可以包括：信号接收机100，以及信号发射机200。其中，该信号接收机100可以为如图24所示的包括步长调节装置10的接收机。该信号发射机200和信号接收机100之间可以通过光纤连接，即本申请实施例提供的方案可以应用于光数字处理技术(opticaldigitalsignalprocessor，odsp)领域中。

该信号发射机200用于通过信道向该信号接收机100发送数据信号；该信号接收机200用于接收数据信号，并对接收到的数据信号进行处理(例如采用自适应均衡器00对数据信号进行补偿)，以恢复出原始信号。

上述实施例，可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或其他任意组合来实现。当使用软件实现时，上述实施例可以全部或部分地以计算机程序产品的形式实现。所述计算机程序产品包括一个或多个计算机指令。在计算机上加载或执行所述计算机程序指令时，全部或部分地产生按照本申请实施例所述的流程或功能。所述计算机可以为通用计算机、专用计算机、计算机网络、或者其他可编程装置。所述计算机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者从一个计算机可读存储介质向另一个计算机可读存储介质传输，例如，所述计算机指令可以从一个网站站点、计算机、服务器或数据中心通过有线(例如同轴电缆、光纤、数字用户线(dsl))或无线(例如红外、无线、微波等)方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据中心进行传输。所述计算机可读存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质或者是包含一个或多个可用介质集合的服务器、数据中心等数据存储设备。所述可用介质可以是磁性介质(例如，软盘、硬盘、磁带)、光介质(例如，dvd)、或者半导体介质。半导体介质可以是固态硬盘(solidstatedrive，ssd)。

以上所述仅为本申请的可选实施例，并不用以限制本申请，凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。